H-unendlich-Regelung

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Die H-Regelung ist ein Verfahren zur Systemanalyse und Reglersynthese aus dem Bereich der robusten Regelungstechnik. Zur Anwendung des Verfahrens muss die Regelungsaufgabe als Optimierungsproblem formuliert werden, was einen relativ hohen mathematischen Aufwand erfordert. Die Vorteile des Verfahrens liegen in der breiten Anwendbarkeit im Bereich von SISO- und MIMO-LTI-Systemen, der Erweiterbarkeit auf nichtlineare Probleme und, bei gutem Design, sehr robust performanten Regelungsergebnissen bei Gewährleistung der Stabilität.

Beim modellbasierten Reglerentwurf fließen stets Unsicherheiten, welche durch die Modellerstellung entstehen in die Regelung ein. Eine Regelung kann dann als robust bezeichnet werden, wenn sie unempfindlich gegenüber diesen Modellungenauigkeiten ist, die Regelgüte also nicht stark beeinträchtigt oder gar die Stabilität gefährdet wird. Die Grundlage des H-Entwurfs ist die Modellierung der bekannten Modellunsicherheiten, was zu einer erweiterten Übertragungsfunktion führt, die dann Grundlage zur numerischen Berechnung des H-Reglers ist. Die Bezeichnung "H" rührt aus der mathematischen Theorie, welche dem Verfahren zu Grunde liegt und bezeichnet die Vektornorm eines Hardy-Funktionenraum.

Die H- Norm[Bearbeiten]

SISO-Supremum

Die \mathcal H_\infty-Norm ist eine Vektornorm für den Hardyraum \mathcal H^p mit p \to \infty. Im mathematischen Kontext stellen Hardyräume Spezialfälle der \mathcal L^p-Banachräume dar, in welchen holomorphe Funktionen auf ihre Integrierbarkeit untersucht werden können. Der \mathcal H_\infty-Raum beinhaltet entsprechend alle holomorphen Funktionen (jeder Funktionswert ist in \C komplex differenzierbar), die in der oberen rechten Hälfte der komplexen Ebene (Re(s)>0) beschränkt sind. Eine mathematische Norm, die einem Raum zugeordnet ist, charakterisiert die "Größe" eines Objekts dieses Raums, also z.B. die Länge bzw. der Betrag eines Vektors.

Im Falle der in der Systemtechnik interessierenden Übertragungsfunktionen beschreibt die \mathcal H_\infty-Norm den Maximalwert des Amplitudengangs einer untersuchten Übertragungsfunktion. Im SISO-Fall bedeutet dies einfach:

\|G(s)\|_\infty=\underset{\omega}{sup}\left| G(j\omega) \right|

Die allgemeine Berechnungsvorschrift des Supremums lautet:

\underset{\omega}{sup}\left| G(j\omega) \right|= \lim_{p \to \infty}\left(\int_{-\infty}^\infty \left| G(j\omega) \right|^p\,d\omega \right)^{1/p}

Im MIMO-Fall wird hingegen der maximale Singulärwert der Übertragungsmatrix ermittelt:

\|\underline G(s)\|_\infty=\underset{\omega}{sup}\ \overline \sigma(\left| \underline G(j\omega) \right|)

Modellierung der Unsicherheiten[Bearbeiten]

Die Modellierung der Unsicherheiten, die bei der Modellerstellung vorliegen ist die Basis für den späteren Reglerentwurf. Es ist wichtig hier sorgfältig vorzugehen, denn eine Optimierung in eine falsche Richtung kann mehr Schaden anrichten, als dass eine robuste Regelung synthetisiert wird. Modellunsicherheiten lassen sich unterscheiden in parametrische und dynamische Unsicherheiten:

Parametrische Unsicherheiten[Bearbeiten]

Parametrische Unsicherheiten sind dem Namen nach bei der Modellidentifikation schwankende oder allgemein variante Parameter. Dargestellt wird eine solche Unsicherheit durch einen nominellen Wert des unsicheren Parameters p zuzüglich eines Unsicherheitsterms:

p=p_{nom} \cdot (1+\eta_p \delta_p)     mit  |\delta_p| \leqq 1\qquad     und  \delta_p,\eta_p,p,p_{nom} \in \R

Dabei sind \eta_p eine dimensionslose relative Schwankung, p_{nom} ein nomineller Wert des Parameters (gewöhnlich in der Mitte des Schwankungsbreichs) und \delta_p die Unsicherheitsvariable. Ausmultipliziert kann \eta_p \cdot p_{nom} mit der Parameterunsicherheit W_p ersetzt werden:

p=p_{nom}+W_p \delta_p

Dynamische Unsicherheiten[Bearbeiten]

Additive und multiplikative dynamische Unsicherheit

Dynamische Unsicherheiten entstehen durch bei der Modellidentifikation nicht berücksichtigte oder bei einer Modellordnungsreduktion verloren gegangene Dynamiken. Dynamische Unsicherheiten sind frequenzabhängig und können auf verschiedene Arten vorliegen. In der Abbildung rechts ist ein System mit einer additiven und einer multiplikativen Unsicherheit mit der jeweiligen Unsicherheitsgewicht W und der Unsicherheitsmatrix \Delta dargestellt.

Je nach Art der dynamischen Unsicherheit wird das unsichere System bzw. die unsichere Systemmatrix bzgl. dem nominellen System folgendermaßen gebildet (jeweils mit \|\underline \Delta_G \|_\infty \leqq 1 ):

  • Multiplikative Unsicherheit am Eingang:   \underline G = \underline G_{nom}\cdot (\underline I + \underline \Delta_G \underline W_G)
  • Multiplikative Unsicherheit am Ausgang:   \underline G = (\underline I + \underline \Delta_G \underline W_G) \cdot \underline G_{nom}
  • Multiplikative Unsicherheit invers am Eingang:   \underline G = \underline G_{nom}\cdot (\underline I - \underline \Delta_G \underline W_G)^{-1}
  • Multiplikative Unsicherheit invers am Ausgang:   \underline G = (\underline I + \underline \Delta_G \underline W_G)^{-1} \cdot \underline G_{nom}

Additive können in multiplikative Unsicherheiten transformiert werden.

Linear Fraction Representation[Bearbeiten]

Komplettes System in LFR-Darstellung

Nach der Definition der Unsicherheiten und vor der Anwendung der \mathcal H_\infty-Algorithmen zur Reglersynthese muss zunächst das Systemmodell zusammen mit den Unsicherheiten in die LFR überführt werden. Bei der LFR werden den Zustandsgleichungen virtuelle Ein- und Ausgänge hinzugefügt, um die unbekannten Unsicherheitswerte \delta_i zu eliminieren bzw. von den bekannten Werten zu trennen. Am Ende steht das folgende LFR-System mit der Reglermatrix \underline K (untere LFR) und der Unsicherheitsmatrix \underline \Delta (obere LFR), siehe rechte Abbildung. Dabei sind:

  • w,z hinzugefügte virtuelle Ein- und Ausgänge
  • d,e äußere Störung, gewichteter virtueller Fehler
  • u,y Stell- und Rückführvektor
  • K Reglermatrix

Beispiel[Bearbeiten]

Die Dämpfung eines PT_2-Gliedes sei unsicher:

T^2 \ddot x+2dT \dot x +x=Ku    mit   d=d_{nom} \cdot (1+\eta_d\delta_d)
\ddot x=\frac{Ku}{T^2}-\frac{2d_{nom}}{T}\dot x-\frac{d_{nom}\eta_d}{T}\underbrace{\dot x \delta_d}_{\mathrel{\widehat{=}} w_d} -\frac{x}{T}

Zur Eliminierung von \delta_d wurde der virtuelle Eingang w_d hinzugefügt. Dazu passend wird der Ausgang z_d=\dot x \rightarrow w_d=z_d\delta_d hinzugefügt, wodurch die Rückführung geschlossen werden kann und trotz Eliminierung kein Informationsverlust entsteht.

Aus dem unsicheren System

\left(\begin{matrix}\dot x \\ \ddot x \\ \hline y \end{matrix}\right)=
\left(\begin{matrix} 0 & 1 \\ \frac{-1}{T} & \frac{-2d}{T} \\ \hline 1 & 0 \end{matrix}\right. \left|\begin{matrix} 0 \\ \frac{K}{T^2} \\ \hline 0 \end{matrix} \right)
\left(\begin{matrix}x \\ \dot x \\ \hline u \end{matrix}\right)=
\left(\begin{matrix} \underline A  \\ \hline \underline c \end{matrix}\right. \left|\begin{matrix} \underline b  \\ \hline d \end{matrix} \right)
\left(\begin{matrix}\underline x \\ \hline u \end{matrix}\right)


wird das erweiterte System \underline P (auch \underline G_{erweitert} bzw. \underline G_{augmented}):

\left(\begin{matrix}\dot x \\ \ddot x \\ \hline z_d \\ y \end{matrix}\right)=
\underbrace{\left(\begin{matrix} 0 & 1 \\ \frac{-1}{T} & \frac{-2d_{nom}}{T} \\ \hline 0 & 1 \\ 1 & 0 \end{matrix}\right. \left|\begin{matrix} 0 & 0\\ \frac{-d_{nom}\eta_d}{T} & 0 \\ \hline 0 & 0 \\ 0 & 0 \end{matrix} \right)}_{\underline P}
\left(\begin{matrix}x \\ \dot x \\ \hline w_d \\ u \end{matrix}\right)

Bei dynamischen Unsicherheiten ist das Verfahren analog. Bei mehreren Unsicherheiten entsteht eine Diagonalmatrix \underline \Delta mit den Unsicherheitswerten (skalar und/oder frequenzabhängig) auf der Diagonalen. Die unbekannten Unsicherheitswerte sind nun in upper-LFR-Struktur von der Strecke getrennt, siehe obere Abbildung. Können Sie nicht beziffert werden, so müssen sie beim Reglerentwurf vernachlässigt werden, was zumeist der Fall ist.

H- Reglersynthese[Bearbeiten]

Erweitertes System und Regler in Lower-LFR

In lower-LFR-Darstellung stellt sich die erweiterte Strecke \underline P mit der Reglermatrix \underline K wie in der rechten Abbildung dar. Das Ziel des Entwurfs ist die Minimierung der Energieübertragung von d auf e bzw. die Erreichung eines Suboptimums indem ein Wert \gamma unterschritten wird. Mit anderen Worten bedeutet das, dass äußere Einflüsse möglichst geringe Auswirkungen auf das System haben. Das Minimierungsproblem in der \mathcal H_\infty-Norm ausgedrückt lautet also nun:

\|\underline F_l(\underline P, \underline K)\|_\infty < \gamma

\underline F_l ist die Übertragungsmatrix von d auf e und wird auch als Kostenfunktion bezeichnet.

Mit der gegebenen erweiterten Systemmatrix

\underline P=\left(\begin{matrix} \underline A \\ \hline \underline C_1 \\ \underline C_2 \end{matrix}\right.\left|\begin{matrix} \underline B_1 & \underline B_2 \\ \hline 0 & \underline D_{12} \\ \underline D_{21} & 0\end{matrix}\right)

kann nun das Problem über verschiedene numerische Ansätze gelöst werden, wenn die folgenden Voraussetzungen erfüllt sind:

  • \underline A, \underline B_1 ist stabilisierbar, \underline C_1, \underline A ist beobachtbar
  • \underline A, \underline B_2 ist stabilisierbar, \underline C_2, \underline A ist beobachtbar
  • \underline D_{12}^T\left(\begin{matrix} \underline C_1 & \underline D_{12} \end{matrix}\right)=\left(\begin{matrix} 0 & \underline I \end{matrix}\right)
  • \left(\begin{matrix} \underline B_1 \\ \underline D_{21} \end{matrix}\right)\underline D_{21}^T=\left(\begin{matrix} 0 \\ \underline I \end{matrix}\right)

Die zwei gebräuchlichsten Möglichkeiten zur Lösung des Optimierungsproblems sind zum einen das LMI-Verfahren (Lineare Matrix Ungleichung) und zum anderen die Lösung von zwei algebraischen Matrix-Riccati-Gleichungen. Der Ablauf von letzterem soll kurz gezeigt werden, die Lösung ist nur numerisch möglich. Die Auslegung kann iterativ wiederholt werden, um ein möglichst kleines \gamma zu erreichen. Der entstehende Regler besitzt dieselbe Anzahl an Zuständen wie das erweiterte System \underline P.

Zur Lösung der zwei Ricatti-Gleichungen muss gelten (alle Großbuchstaben sind Matrizen):

  1. Es existiert ein X_\infty, sodass X_\infty A+A^TX_\infty+X_\infty \left(\frac{1}{\gamma^2}B_1B_1^T-B_2B_2^T\right)X_\infty+C_1^TC_1 \overset{!}{=}0
  2. Es existiert ein Y_\infty, sodass AY_\infty + Y_\infty A^T+Y_\infty \left(\frac{1}{\gamma^2}C_1C_1^T-C_2C_2^T\right)Y_\infty+B_1^TB_1 \overset{!}{=}0
  3. Der größte Eigenwert des gefundenen X_\infty bzw. Y_\infty ist kleiner als \gamma^2: \rho \left(X_\infty Y_\infty \right)<\gamma^2

Mit den gefundenen Matrizen X_\infty und Y_\infty synthetisiert sich die Reglermatrix schlussendlich zu \underline K=\left(\begin{matrix}\underline A_\infty \\ \hline \underline F_\infty \end{matrix}\right.\left|\begin{matrix} - \underline Z_\infty \underline L_\infty \\ \hline 0 \end{matrix}\right).

Dabei sind:

A_\infty=A+\frac{1}{\gamma^2}B_1B_1^TX_\infty+B_1F_\infty+Z_\infty C_2,
F_\infty=-B_2^TX_\infty,
L_\infty=-Y_\infty C_2^T,
Z_\infty=\left(I-\frac{1}{\gamma^2}X_\infty Y_\infty \right)-1

Siehe auch[Bearbeiten]

Literatur[Bearbeiten]